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输出阻抗和输入阻抗,超声波传感器代码

张世龙 05-13 11:25 124次浏览

纳米软件解释了为什么ADC输入阻抗随频率的变化,以及为什么这是电路设计的难题; 其次,比较了确定输入阻抗的两种方法:网络分析仪测量法和数学分析法计算法。 本文还介绍了正确使用网络分析仪的过程,并给出了计算结果与实际测量结果非常接近的数学模型。

“有缓冲”或“无缓冲”

考虑到输入阻抗的影响,设计者一般可以从两种高速ADC之间进行选择。 也就是说,采用有缓冲的和没有缓冲的,即开关电容器。 虽然有许多不同的转换器拓扑可供选择,但本文讨论的APP应用程序仅涉及流水线体系结构。

典型的CMOS开关电容器ADC没有内部输入缓冲区。 因此,其功耗远远低于缓冲型ADC。 外部前端直接连接到ADC的内部开关电容器采样保持(SHA )电路,这带来两个问题。

首先,当ADC在采样和保持两种模式之间切换时,其输入阻抗随着频率和模式而改变。 第二,来自内部采样电容器和网络的电荷注入使得少量信号(与高频分量混合的信号)被反射到前端电路和输入信号中,如图1所示,并且连接到转换器的模拟输入端的元件(有源或无源)的设置

图1 )该图反映了内部采样电容的时域电荷注入(单端)与频域电荷注入的对比关系。

通常,在频率低情况下(100MHz ),这种转换器的输入阻抗非常高(几千左右); 当频率超过200MHz时,差分输入阻抗将下降到约200。 输入阻抗的虚部,即电容性部分也是同样的,低频时的电容性阻抗相当高,高频时减小到约1-2pF。 “匹配”这一输入结构是非常困难的设计问题,特别是在频率超过100MHz的情况下。

输入端采用差分结构很重要,特别是在频域设计中。 差动前端设计更好地抑制电荷注入共模,有助于设计。

采用带输入缓冲器的转换器使设计变得容易。 但是,这种转换器的功耗很高,因为缓冲器必须设计成线性高,噪声特性低。 输入阻抗通常被定义为固定的差分R||C阻抗。 在晶体管级缓冲,低阻抗驱动转换过程,大大减少了电荷注入的尖峰和开关瞬变。

与开关电容型ADC不同,输入端子在转换过程的采样和保持阶段几乎没有变化。 因此,与无缓冲器型ADC相比,驱动电路的设计非常容易。 图2是缓冲器型和无缓冲器型ADC的内部采样保持电路的示意配置图。

图2 :无缓冲区(a )和有缓冲区(b )的高速流水线ADC采样&; 表示保持电路的比较。

虽然转换器可能很难选择,但由于目前大多数设计都要求降低功耗,因此设计人员往往采用无缓冲转换器。 线性指标比功耗更重要时,通常选择缓冲型转换器。 请注意,无论选择哪个转换器,APP应用程序的频率越高,前端设计就越困难。 选择缓冲型转换器并不能解决所有问题。 但是,在某些情况下,这可能会降低设计的复杂性。

转换器输入阻抗计算:测量方法

表面上看,这似乎非常麻烦,但实际上有几种测量转换器阻抗的方法。 技巧是使用网络分析器完成大部分琐事,但这样的设备可能价格不菲。 优点是,当前的网络分析器可以实现许多功能,如跟踪计算和取消嵌入。 对于阻抗转换等任务,可以直接回答,而无需使用外部软件。

测量转换器的阻抗需要两块电路板、一个网络分析器和一点“入侵”知识。 第一块板上焊接有ADC/DUT (被测器件),为了提供偏压和时钟,还焊接有其他部件(图3a )。 第二块高速ADC评估板去除前端电路,仅流向转换器模拟输入端子的导线(图3b )。

图3 :测量ADC阻抗需要ADC评估板(a ),去除(a )前端)测量b )。

第二块板去除了拆下的前端电路的走线寄生效应。 为此,需要使用图3(b )所示的没有安装器件的电路裸板(图4 )。 然后,切断裸板,只留下前端电路布线进入ADC模拟输入端子的部分(图4b )。

图4 )为了消除剥离的前端电路的布线寄生效应,使用图3b所示的未焊锡裸板(a )。 该板的切割版只允许将前端电路的导线连接到ADC的模拟输入端子(b )。

必须在转换器针脚上安装连接器。 通常需要足够的铜来完成这项工作。 在这个阶段,我们将发挥创造力以确保连接器的牢固连接。 通常,ADC裸焊盘(epad )可用于将转换器本身连接到接地。 假设前端电路的两条差分布线相等对称,可以使用任一条布线。 该板用于实现“合格”测量,从最后焊接器件电路板的测量结果中减去前面的测量结果。

下一步是对切下的小裸板(图4b所示的第二张板)实施“通过”测量,测量S21 )图5 )。 此文件(touchstone格式或? 以. S2P文件格式保存) )设备将成为一个取消嵌入文件,用于从焊接板上移除所有走线寄生效应。

图5 )去除了图4 ) b所示切割片前端电路的导线阻抗。

然后,以差分配置形成焊锡板(如图3b所示)

第一块板)连接到网络分析仪。应为该板提供电源和时钟,以确保能捕捉到测量过程中转换器内部前端设计的任何寄生变化。

焊件板“上电”后,转换器看起来像是在典型应用中。在此测量中,将先前在切割裸板的各端口(各模拟输入走线)上测得的板寄生效应(图6)去掉。最终将从当前ADC测量结果中减去板寄生效应,仅在图中显示封装和内部前端阻抗(图7)。

图6: 这条曲线说明了没去掉前端电路寄生效应的ADC阻抗。

图7: 这条曲线说明了去掉前端电路寄生效应的ADC的阻抗。

转换器输入阻抗计算:数学方法

现在我们通过数学方法分析一下,看花在实验室测量上的时间是否值得。可对任何转换器的内部输入阻抗实施建模(图8)。该网络是表述跟踪模式下(即采样时)输入网络交流性能的一个良好模型。

图8: 跟踪模式(实施采样时)下,ADC内部输入网络的AC性能。

ADC internal input Z:ADC内部输入阻抗

通常,任何数据手册都会给出某种形式的静态差分输入阻抗、以及通过仿真获得的R||C值。本文所述方式所用的模型非常简单,目的是求出高度近似值并简化数学计算。否则,如果等效阻抗模型还包括采样时钟速率和占空比,那么很小的阻抗变化就可能使数学计算变得异常困难。

还应注意,这些值是ADC内部电路在跟踪模式下采样过程(即对信号进行实际采样)中的反映。在保持模式下,采样开关断开,输入前端电路与内部采样处理或缓冲器隔离。

推导该简单模型(图8)并求解实部和虚部:

Z0 = R, Z1 = 1/s C, s = j 2 π f, f = frequency

ZTOTAL = 1/(1/Z0 + 1/Z1) = 1/(1/R + s C) = 1/((1 + s R C)/R)) = R/(1 + s R C)

代换s并乘以共轭复数:

ZTOTAL = R/(1 + j 2 π f R C) = R/(1 + j 2 π f R C) ((1 – j 2 π f R C)/(1 – j 2 π f R C)) = (R –j 2 π f R2 C)/(1 + (2 π f R C)2)

求出“实部”(Real)和“虚部”(Imag):

ZTOTAL = Real + j Imag = R/(1 + (2 π f R C)2) + j (–2 π f R2 C)/(1 + 2 π f R C)2)

Real = R/(1 + (2 π f R C)2) Imag = (–2 π f R2 C)/(1 + (2 π f R C)2)

这一数学模型与跟踪模式下的交流仿真非常吻合(图9和图10)。这个简单模型的主要误差源是阻抗在高频时的建立水平。注意,这些值一般是通过一系列仿真得出的,相当准确。

图9: 显示的是转换器输入阻抗曲线的“实部”部分,它比较了经测量、数学和仿真方法得到的结果。

图10: 显示的是转换器输入阻抗曲线的“虚部”部分,它比较了经测量、数学和仿真方法得到的结果。

现在讨论图9和图10所示的测量结果。所有三条曲线并不完全重合,但很接近,这是因为某些测量误差总是存在的,而且仿真可能并未考虑到转换器的所有封装寄生效应。因此,一定程度的不一致是正常的。尽管如此,这些曲线在形状和轮廓方面都很相似,相当近似地给出了转换器的阻抗特性。

注意,网络分析仪只能在其特征阻抗标准乘/除10倍的范围内提供可信的测量结果。如果网络分析仪的特征阻抗为50Ω,那么只能在5Ω到500Ω的范围内实现令人满意的测量。这也是数据手册中更愿意列出简单R||C值的原因之一。

ADC输入阻抗总结

了解转换器阻抗是信号链设计的一个重要内容。总之,若非真正需要,为什么要浪费大笔资金去购买昂贵的测试设备,或者费力去测量阻抗?不如使用数据手册提供的RC并联组合阻抗并稍加简单计算,这种获取转换器阻抗曲线的方法更快捷、更轻松。

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